開(kāi)關(guān)電源 EMI 的等效分析
一、開(kāi)關(guān)電源傳導 EMI 產(chǎn)生的根源
1. 測試傳導 EMI 的線(xiàn)路圖
LISN— Line Impedance Stabilization Network 源阻抗穩定網(wǎng)絡(luò )（人工電源網(wǎng)絡(luò )）。
LISN 是電力系統中電磁兼容中的一項重要輔助設備。它可以隔離電網(wǎng)干擾，
提供穩定的測試阻抗，并起到濾波的作用。
LISN 是在進(jìn)行傳導干擾發(fā)射測試中，為了客觀(guān)地考核受試設備（DUT）的干擾，在電網(wǎng)與受試設備之間加入的網(wǎng)絡(luò )。該網(wǎng)絡(luò )具有以下功能：
1）在規定的頻率范圍內提供一個(gè)規定的穩定的線(xiàn)路阻抗。由于電網(wǎng)受各種因素影響，使其線(xiàn)路阻抗不穩定。可是，在傳導干擾的測量中，阻抗是非常重要 的。為了用電壓法在進(jìn)行傳導發(fā)射電壓的測量中能有一個(gè)統一的測試條件，而人 為的擬制一個(gè)穩定的線(xiàn)路阻抗。一般在射頻段提供 50Ω 網(wǎng)絡(luò )阻抗。
2）LISN 將電網(wǎng)與受試設備進(jìn)行隔離。供給 DUT 的電源必須是純凈的。否則，電網(wǎng)將會(huì )向 DUT 注入干擾，EUT 也會(huì )向電網(wǎng)饋入干擾，這就會(huì )在 EMC 分析儀上 搞不清哪些是 EUT 上的干擾。所以，只有將二者隔離，測量結果才是有效的。
3）利用 LISN 的高通濾波器使 DUT 產(chǎn)生的干擾信號耦合至 EMC 分析儀上，并阻止電網(wǎng)電壓加至 EMC 分析儀。供電電源可以是直流，也可以是交流，圖中 用直流電壓源表示，負載用直流電流源表示。
A：在供電電源低頻段，上述 EMI測試線(xiàn)路可等效為：
此時(shí) L1 和 L2 可等效為短路，C1 和 C2 可等效為開(kāi)路，低頻電流（功率電流部分）不會(huì )流入 LISN 的兩個(gè)測試電阻，LISN 不影響開(kāi)關(guān)電源的正常工作點(diǎn)。
B：在 EMI 標準規定的頻段內，上述 EMI 測試線(xiàn)路可等效為：
此時(shí) L1 和 L2 可等效為開(kāi)路，C1 和 C2 可等效為短路，無(wú)高頻分量的輸入電壓源和負載也可分別等效為短路及開(kāi)路，開(kāi)關(guān)電源用其 EMI 等效電路等效，它產(chǎn)生的 EMI 因 LISN 的存在，不會(huì )流進(jìn)輸入，而直接流進(jìn) LISN 的兩個(gè)電阻，其等效電路如下：
電阻 R1 和電阻 R2 兩端的電壓可以用如下式子進(jìn)行標示：
V1（t） 和 V2（t） 分別是線(xiàn) 1 和線(xiàn) 2 上的 EMI 噪聲電壓，測試時(shí)用其頻譜標示，單位為 dB/uV，從這個(gè)等效電路可初步判斷，開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生傳導 EMI 的 根源是開(kāi)關(guān)電源內的高頻源及到負載之途徑的阻抗。實(shí)際交流電源的差模噪聲是 由搖擺的（脈動(dòng)）電流產(chǎn)生的——但差模噪聲源與電壓源（電流在阻抗上形成一 定的電壓）更為相似。另一方面，共模噪聲是由搖擺的電壓引起的（快速變化的電壓在寄生電容上形成快速變化的電流），但共模噪聲源更像是電流源。這正是 共模噪聲更“頑固”的原因，像任何電流源一樣，它們要求有流通的回路。因為其 路徑包括機架，所以外殼變成了高頻天線(xiàn)。
2. 產(chǎn)生傳導 EMI 的根源
一個(gè)開(kāi)關(guān)電源的傳導 EMI 等效電路，可用下面的一般結構加以表示：
從傳導 EMI 等效電路可知，產(chǎn)生傳導 EMI 的根源有三個(gè)，一個(gè)是 EMI 源（在開(kāi)關(guān)電源中，往往是功率開(kāi)關(guān)器件電壓或電流波形中的交流分量），一個(gè)是 EMI 途徑（與具體拓撲結構有關(guān)），再一個(gè)是 EMI 的負載。等效電路中的 EMI 負載 是固定的 50Ω 電阻，而變換的是 EMI 源及 EMI 途徑（用 EMI 阻抗等效）。如 何確定用不同功率變換器、不同控制方式等等實(shí)現的開(kāi)關(guān)電源之傳導 EMI 等效電路是分析和設計傳導 EMI 濾波器的關(guān)鍵，同時(shí)也是知道抑制傳導 EMI 的有力手段。
二、開(kāi)關(guān)電源的傳導 EMI 等效電路。
1. 反激式開(kāi)關(guān)電源的傳導 EMI 等效電路
1）電路原理圖
2）兩種工作模式
在半個(gè)電網(wǎng)周期內，輸入整流橋有兩種大的工作模式，即：整流橋工作模式Ⅰ和整流橋不工作模式Ⅱ。
3）工作模式Ⅰ的 EMI 等效電路推導。
3-A、工作模式Ⅰ的等效電路（正負半周工作一樣）
在工作模式Ⅰ的情況下，兩種工作工作模式在正負半周都會(huì )出現，此時(shí)整流橋是導通工作的。
3-A-1：工作模式Ⅰ在有 LISN 時(shí)的等效電路
3-A-2：工作模式Ⅰ在有 LISN 時(shí)的等效受控源電路
開(kāi)關(guān)變換器的時(shí)變因素與非線(xiàn)性因素主要是由開(kāi)關(guān)元件導致的。為了使變換器的等效電路成為線(xiàn)性電路，開(kāi)關(guān)元件平均模型法采取了對開(kāi)關(guān)元件直接進(jìn)行分 析的方法。
首先對開(kāi)關(guān)元件的電壓或電流變量在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內求平均，并用以該平均變量為參數的受控源代替開(kāi)關(guān)元件，得到等效的平均參數電路。平均參數等效電 路消除了變量波形中因開(kāi)關(guān)動(dòng)作引起的脈動(dòng)，即消除了時(shí)變因素，但仍然是一個(gè)非線(xiàn)性電路。這樣的電路由于同時(shí)包含了直流分量與交流分量的作用，稱(chēng)為大信號等效電路。
其次，若使大信號等效電路中的各平均變量均等于其對應的直流分量，同時(shí)考慮到直流電路中穩態(tài)時(shí)電感相當于短路、電容相當于開(kāi)路，可以得到變換器的 直流等效電路，直流等效電路為線(xiàn)性電路；若使大信號等效電路中的各平均變量 分解為相應的直流分量與交流小信號分量之和，即分離擾動(dòng)，并忽略小信號分量 的乘積項（即二階微小量）使其線(xiàn)性化，再剔除各變量中的直流量，可以得到變 換器的小信號等效電路，小信號等效電路也為線(xiàn)性電路。可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)元件平均模 型法的指導思想仍然是求平均、分離擾動(dòng)和線(xiàn)性化。
上圖中開(kāi)關(guān)管 Q 等效為受控電壓源，整流二極管 D 等效為受控電流源。有源開(kāi)關(guān) Q 時(shí)而接通是輸入電壓 Vg，時(shí)而短路，用狀態(tài)變量輸入電壓的平均值表征有源開(kāi)關(guān) 元件 Q 的端電壓是合理的，因此用一個(gè)電壓控制的受控電壓源來(lái)代替有源開(kāi)關(guān)管 Q；無(wú)源 開(kāi)關(guān) D 時(shí)而接通副邊電感電流，時(shí)而開(kāi)路，由于電感電流是一個(gè)狀態(tài)變量，用電感電流的 平均值表征無(wú)源開(kāi)關(guān)元件 D 的平均電流也是合理的，因此用一個(gè)電流控制的受控電流源代替無(wú)源開(kāi)關(guān)元件 D。
3-A-3：工作模式Ⅰ在有 LISN 時(shí)的等效受控源平均電路（直流等效）
上圖直流等效電路圖中，電感 L1 和 L2 等效為短路，電容等效為開(kāi)路。
3-A-4：工作模式Ⅰ在有 LISN 時(shí)的等效受控源平均電路（交流等效）
在交流等效中，輸出負載、電感等效開(kāi)路，電容、供電電源等效短路。從圖中可以看到，開(kāi)關(guān)管 Q 的交流分量 Vds（ac）（t）和二極管 D 的交流分量 Id（ac）（t）可以進(jìn)行傅里葉變換，分解成不同頻率成分的正弦波，頻率不一樣，阻抗也隨著(zhù)變換，再利用疊加原理將不同頻率成分形成的頻譜幅度進(jìn)行相加。
3-B-1：工作模式Ⅰ在原邊 MOSFET交流電壓分量單獨作用下的 EMI 等效電路。
在 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下，副邊電流源開(kāi)路，由于副邊流過(guò)電流為零，所以原邊電流也為零，在此變壓器就不起作用了，只有勵磁電感 Lm，將上述電路圖簡(jiǎn)化其等 效電路圖為：
在 MOSFET 單獨作用下，其差模成分路徑為：
其中，差模成分分兩條支路，一條如紅色所示，另一條如藍色所示。在此等效電路中，濾波電容 CB 一條支路給差模成分提供了路徑，可以知道如果減小濾 波電容 CB 的阻抗，則對差模成分分流更多，在電阻 R1 和 R2 形成的電壓會(huì )更小，儀器檢測幅值更低，一般我們都選取等效串聯(lián)阻抗較小的濾波電容。另一條支路中有激磁電感 Lm，單從差模成分的抑制方面考慮，增加激磁電感 Lm 的值可以增加阻抗，對差模成分也有良好的抑制作用。
在 MOSFET 單獨作用下，其共模成分路徑為：
可知，要想有效減小共模成分，則必須要減小寄生電容 Cpq 的容值，增加共模流經(jīng)路徑的有效阻抗。
工作模式Ⅰ在原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的 EMI 最終等效電路為：
在差模 EMI 等效電路中，電阻 R1 和電阻 R2 處于串聯(lián)流經(jīng)差模電流，在電阻 R1 和電阻 R2 兩端分別產(chǎn)生電壓為 Vdm(t)，故在電阻 R1 和電阻 R2 串聯(lián)等 效電阻 100Ω 上產(chǎn)生 2Vdm(t)。激磁電感 Lm 感抗越大對差模抑制越好，對差模分量來(lái)說(shuō)，CCM 模式比 DCM 差模要好。
工作模式Ⅰ在原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的 EMI 最終等效電路
3-B-2：工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的 EMI 等效電路。
在低頻（150KHz）情況下，忽略變壓器寄生電容（在高頻情況下變壓器層間電容、原副邊電容不能忽視）。由于整流二極管對地電容無(wú)法形成共模回路，故在 LISN 負載上無(wú)共模噪聲。
工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的 EMI 最終等效電路
差模 EMI 等效電路
由于在低頻情況下，副邊二極管對地寄生電容無(wú)法形成共模回路，故沒(méi)有共模 EMI 等效電路。
4）工作模式Ⅱ的 EMI 等效電路推導
4-A：工作模式Ⅱ-Ⅰ的等效電路
4-B：工作模式Ⅱ-Ⅱ的等效電路
在工作模式Ⅱ中，會(huì )出現 D1-D4 中的一個(gè)二極管導通，其他三個(gè)二極管截止的情況，在這種情況下的 EMI 等效電路與二極管全部截止時(shí)的等效電路不同， 與工作模式Ⅰ中的 EMI 等效電路不同，這種情況稱(chēng)為Ⅱ-Ⅱ（非固有差模噪聲）。
原因：在開(kāi)關(guān)電壓變化時(shí)，會(huì )出現一個(gè)瞬間的電容充放電電流，此電流經(jīng) Cpq、大地和 LISN 中的一條支路，在電流最大值不能使整流橋中的一個(gè)二極管開(kāi)通時(shí)，其情況就同前面所介紹的，整流橋中的四個(gè)二極管均截止，不會(huì )產(chǎn)生噪聲；當此電流使整流橋中的一個(gè)二極管導通（如 0＜VAB＜VCD 時(shí)的二極管 D1），則其他二極管都會(huì )因反偏而截止，本來(lái)當這個(gè)電流減小到零后，二極管 D1 應當 截止，當由于整流橋中的二極管是非常慢速的，它無(wú)法在開(kāi)關(guān)周期內被關(guān)斷，所 以便導致這個(gè)二極管在 0＜VAB＜VCD 一直導通；這樣整流橋雖然不工作，但有一 個(gè)二極管是導通的。
下面分析在整流橋不工作但有一個(gè)二極管導通時(shí)（假定 D1 導通）的 EMI 等效電路。
4-B-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有 LISN 時(shí)的等效受控源平均電路（直流等效）
4-B-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有 LISN 時(shí)的等效受控源 EMI 電路（交流等效）
4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的 EMI 等效電路。
上述等效電路中紅色虛線(xiàn)表示共模回路，無(wú)差模回路。但是只有電阻 R1 有噪聲，可以實(shí)際理解為差模噪聲。
工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的 EMI 最終等效電路
根據前面的分析，單一元件進(jìn)行作用時(shí)差模回路和共模回路的路徑，可以得出
當有 EMI 濾波器時(shí)，這個(gè)噪聲中的差模噪聲可以被轉化為共模噪聲，如 4-C-1 工作模式中的等效電路，加入差模電容 Cx。
4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的 EMI 等效電路
由于 EMI 濾波器中的差模電容 Cx，可使模式Ⅱ-Ⅱ中的差模噪聲轉化為共模噪聲。
4-C-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在副邊二極管交流分量單獨作用下的 EMI 等效電路
故在工作模式Ⅱ-Ⅱ副邊二極管對共模噪聲和差模噪聲均沒(méi)有影響。
討論：
---工作模式Ⅰ與工作模式Ⅱ下的傳導 EMI 是不同的；
---如在工作模式Ⅱ中的四個(gè)二極管均截止，則工作模式因無(wú)噪聲路徑而不產(chǎn)生任何傳導 EMI；
---如在工作模式Ⅱ中有一個(gè)二極管導通，其他三個(gè)二極管截止，則工作模式Ⅱ的共模 EMI 噪聲與工作模式Ⅰ基本相同，而工作模式Ⅱ的差模噪聲有可能大于工作模式Ⅰ的差模噪聲，也有可能小于工作模式Ⅰ的差模噪聲，原因是工作模式Ⅱ在一個(gè)二極管導通時(shí)有一種非固有的差模噪聲存在；
---非固有差模噪聲可有通過(guò)輸入 EMI 濾波器中的 X 電容，把其轉變成對稱(chēng)共模噪聲而完全消除；
---上面的 EMI 等效電路，僅僅是 EMI 低頻段的理想等效電路；
---實(shí)際的 EMI 等效電路，還要考慮變壓器的寄生參數、PCB Layout 的引線(xiàn)電感等等；
---如考慮變壓器的層間電容時(shí)，在其原副邊間可以用一個(gè)電容參數，此時(shí)副邊二極管電流分量就會(huì )在 EMI 負載上產(chǎn)生共模噪聲，由于涉及 EMI 濾波器參數時(shí)， 只需考慮低頻段的等效電路，故可將這一因素忽略。但對實(shí)際高頻段的 EMI 共模噪聲進(jìn)行分析時(shí)，則還要考慮副邊二極管交流分量通過(guò)變壓器層間電容對共模噪聲的影響。
5）反激變換器在 AC 輸入下的 EMI 等效電路總結：
5-1：工作模式Ⅰ的 EMI 等效電路
5-2-1：工作模式Ⅱ-I 的 EMI 等效電路
當 D1-D4 都截止時(shí)，在 EMI 負載上無(wú)任何噪聲，所以無(wú) EMI 等效電路。
5-2-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ的 EMI 等效電路
在工作模式Ⅱ-Ⅱ中：在原邊 MOSFET 電壓?jiǎn)为氉饔脮r(shí)，會(huì )有一種非固有差模噪聲，但可用 EMI 濾波器中的 X 電容將其轉化為共模噪聲。在副邊二極管電 流單獨作用時(shí)，因無(wú)噪聲回路，在 EMI 負載上測不到噪聲，所以其加 X 電容后 的 EMI 等效電容總結為：
三、開(kāi)關(guān)電源 EMI 的高頻等效電路（DC/DC 反激開(kāi)關(guān)電源）
直流反激開(kāi)關(guān)電源的高頻 EMI 等效推導：
1）原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的 EMI 等效電路
1）—A：原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的差模 EMI 等效電路從
從差模 EMI 在高頻段的等效電路可知，差模等效電路的 EMI 源除了和 MOSFET電壓波形、激磁電感、濾波電容的 ESR 有關(guān)外，還與變壓器、輸入濾波電容和 引線(xiàn)的其他寄生參數有關(guān)。這與在低頻段時(shí)有很大的差別，同樣的 EMI 阻抗也 與低頻段有很大的差別。
1）-B 原邊 MOSFET 交流電壓分量單獨作用下的共模 EMI 等效電路
從共模 EMI 在高頻段的等效電路可知，共模等效電路的 EMI 源除了和電壓波形、MOSFET 漏極與散熱器之間的電容有關(guān)外，還與變壓器的層間電容、二極 管陰極與散熱器之間的電容及濾波電容的寄生參數與引線(xiàn)電感等有關(guān)。這與在低 頻段時(shí)有很大的差別，同樣的 EMI 阻抗也與低頻段有很大的區別。
2）：副邊二極管交流電流分量單獨作用下的 EMI 等效電路
2）—A：副邊二極管交流電流分量單獨作用下的差模 EMI 等效電路
從差模 EMI 在高頻段的等效電路可知，差模等效電路的 EMI 源除了和二極管電流波形、激磁電感、濾波電容的 ESR 有關(guān)外，還與變壓器、輸入濾波電容 和引線(xiàn)的其他寄生參數有關(guān)，這與在低頻段有很大的差別，同樣的 EMI 阻抗也與低頻段有很大的差別。
2）—B：副邊二極管交流分量單獨作用下的共模 EMI 的等效電路。
從共模 EMI 在高頻段的等效電路可知，共模等效電路的 EMI 源除了和副邊二極管電流波形有關(guān)外，還與變壓器的層間電容、二極管陰極與散熱器之間的電 容及濾波電容的寄生參數和引線(xiàn)電感有關(guān)。這與在低頻段時(shí)（可看成無(wú)共模路徑）有很大的差別。